Elektrotehniški vestnik 85(4): 135-141, 2018 Izvirni znanstveni (članek
Primerjava regulacijskih metod aktivnih usmernikov
Marko Antešic
E-pošta: marko@tavija.si
Povzetek. V delu predstavimo regulacijo aktivnega trifaznega usmernika, ki temelji na pretvorniku navzgor. Cilj dela je primerjati dve različni metodi regulacije in dva različna nacina ene metode. Rezultate simulacij primerjamo s klasicnim usmernikom. Razlicne regulacijske nacine ovrednotimo predvsem glede na popacenje vhodnega toka, manj natancno pa še glede na ceno, robustnost regulacije itd. Ogledamo si tudi, ali pretvorniki ustrezajo trenutni zakonodaji.
Ključne besede: aktivni trifazni usmernik, regulacija napetosti trifaznega usmernika, stacionarni koordinatni sistem, rotirajoci koordinatni sistem, višje harmonske komponente, THD-faktor, EN 61000-3-2
Comparison of control methods of active rectifiers
This work presents the control of active three-phase rectifiers based on boost topology. The goal of this work is to compare two different control methods with two variants of one method. The work compares simulation results with a classic rectifier. We evaluated the different control methods with regard to quality of the input current, and less so with regard to price and control robustness etc. The converter has also been checked to ensure it meets the current legislative regulation.
Keywords: active three-phase rectifier, three-phase rectifier voltage control, stationary reference frame, rotary reference frame, high frequency components, THD factor, EN 61000-3-2
1 Uvod
Klasični šestpulzni trifazni diodni usmernik je najpogostejša vhodna stopnja v razlicnih mocnostnih pretvornikih. Prednost klasicnega usmernika je njegova preprostost, robustnost in nizka cena, njegova slabost pa popacenje vhodnega toka. V toku so še posebej izrazite 5., 7., 11. in 13. komponenta. Zaradi tega popacenega toka pride do padca napetosti na vzdolžnih impedancah omrežja med togim virom in mestom priklopa, posledica pa je popacitev omrežne napetosti.
Posledice popacitve toka in napetosti se lahko kažejo v vec oblikah, kot so: zmanjšanje faktorja moci, pregrevanje faznih vodnikov in predvsem nicelnega vodnika, nepravilno delovanje zašcit, povecanje izgub v jedru omrežnih transformatorjev, povecanje obremenitev omrežnih filtrskih kondenzatorjev (skrajševanje življenjske dobe) itd [1].
Omenjene probleme klasicno odpravimo z dodatkom dušilk pred usmernik, z dodatkom dušilk v enosmerni tokokrog in povecanjem števila pulzov usmernika [2]. Prednost takšnega nacina je enostavnost in robustnost,
Prejet 15. maj, 2018 Odobren 3. julij, 2018
težave pa se zacnejo s povecevanjem števila pulzov usmernika, saj je potreben poseben transformator, ki ima svojo ceno, težo in velikost. Prav tako takšna rešitev ne more biti del širše kompenzacije jalove moci v omrežju in ne more vzdrževati enosmernega napetostnega nivoja ob npr. udoru, nesimetriji in fluktuaciji napajalne napetosti. Te nepravilnosti so velikokrat ravno posledica klasicnih usmernikov.
Drugi nacin reševanja problema popacenja toka je uporaba aktivnega usmernika, ki zagotavlja sinusni potek vhodnega toka. Takšen usmernik nam omogoca faktor delavnosti (cos(^)) enak ena, reguliranje izhodne enosmerne napetosti in dvosmerni pretok energije. Usmernik deluje kot pretvornik navzgor, zato je nivo enosmerne napetost veliko bolj odporen proti raznim udorom, nesimetriji ali fluktuaciji napajalne napetosti. Slabosti aktivnega usmernika pa sta vecja kompleksnost in potreba po vhodnem filtru EMI (Electromagnetic interference).
2 Pregled obravnavanih usmernikov
2.1 Gradnja simulacijskega modela in obdelava podatkov
Simulacije sem izvedel v Simulinku, s pretvornikom zgrajenim v okolju SimScape. Prednost takega pristopa je, da modeliranje poteka v fizikalni domeni. Slabost pa je, da tak model ni primeren za zahtevnejše simulacije. Npr. iz tako sestavljenega modela ne moremo dobiti verodostojnega podatka o elektricnih izgubah na tranzistorjih. Model bi bilo mogoce sestaviti tudi iz nadomestne sheme pretvornika [3], vendar tako izgubimo povezavo z realnim modelom pretvornika.
Model sem locil na dva glavna bloka. Na blok, ki ponazarja mocnostni del pretvornika, in blok, ki ponazarja mikrokrmilnik. Pri vseh modelih je mocnostni del enak, njegova topologija je prikazana na sliki 1.
136
ANTEŠIC
THD
11
(1)
kjer je k najvišja višjeharmonska komponenta, ki še ustreza Nyquistovemu kriteriju. V svojem primeru sem pri simulaciji usmernika tok zajemal 10 period omrežne frekvence z vzorčno frekvenco, ki je 20-kratnik stikalne frekvence.
2.2 Klasični šestpulzni trifazni diodni usmernik
Za lažjo primerjavo rezultatov si bomo ogledali tudi fazni tok pri klasicnem šestpulznem trifaznem diodnem usmerniku. V simulaciji bodo vsi tranzistorji na sliki 1 zaprti, tako da bomo uporabili samo njihove prostotecne diode. L skupaj z Rcu predstavlja usmerniške dušilke. V klasicnem usmerniku sicer dušilke niso obvezne, v aktivnem usmerniku so pa nujne, zato sem jih dodal tudi tukaj, da so rezultati bolj primerljivi med seboj.
< 2 -
UAg
Slika 1: Shema simulirane topologije usmernika
Najpomembnejši rezultat simulacije je fazni tok v usmernik. Tok je izmenicen, zato gaje najbolj smiselno obravnavati v frekvencni domeni. Za obdelavo toka sem uporabil FFT (fast Fourier transform). Iz frekvencnega spektra lahko tudi izracunamo THD (total harmonic distortion) signala. THD nam pove, koliko drugih har-monskih komponent, poleg osnovne, vsebuje naš signal, in je definiran po enacbi (1)
M
eS
				i		
.....				^---		
						
		Dejanska vrednost - Želena vrednost - - - i i i i				
0
0 1*T 2*T 3*T 4*T 5*T 6*T 7*T CCas[t]
Slika 2: Potek dejanskega toka ia v primerjavi z želenim tokom
V časovnem intervalu 0 < t < 2*T regulator povečuje tok skozi dušilko tako, da vklopi tranzistor Tn3. Glede na razmere v omrežju se tok zaključuje skozi eno od prostotečnih diod v tranzistorjih Tn1 ali Tn2. V časovnem intervalu 0 < t < 2*T ni prenosa energije iz omrežja v breme, breme črpa energijo iz kondenzatorjev CDC. V trenutku izklopa tranzistorja Tn3, t = 2*T zaradi magnetne vztrajnosti dušilke tok ne spremeni smeri. Tok komutira in teče skozi prostotečno diodo v tranzistorju Tp3 in se zaključuje skozi eno od prostotečnih diod v tranzistorjih Tn1 ali Tn2. V časovnem intervalu 2*T < t < 3*T se nakopičena energija v dušilki prenese v kondenzatorje CDC in v breme. Tako se zmanjšuje tok skozi dušilko, kar prej ali slej vodi v ponovni vklop tranzistorja Tn3 (t = 3*T) in čikel se ponovi. Iz opisanega je razvidno, da ni konstante stikalne frekvenče, največja mogoča stikalna frekvenča (/,«,mai) je poloviča ftakt.
Za izboljšanje oblike toka v temenu sem regulačijo nadgradil z blokirnim modulom. Ta blokira preklope na stikalu, ko je sinusna napetost priključena na to stikalo v območju temena +/- n/6 radianov. Takrat preostali dve fazi prek svoje regulačije skrbita za tretjo fazo.
Simulačijo sem nadgradil tudi tako, da sem fazno zamaknil vzorčni signal /takt dveh faz za 2n/3 radianov in 4n/3 radianov. Tako sem navidezno podvojil maksimalno stikalno frekvenčo, medtem ko stikala še vedno obratujejo pri maksimalno 30 kHz.
2.3 Časovno diskretno regulirani aktivni usmernik 2.4 Aktivni usmernik, reguliran v dvoosnem sistemu
Od zdaj naprej bomo imeli opravka z aktivnimi usmerniki, kar pomeni, da bomo tranzistorje na sliki 1 krmilili. Krmilimo jih lahko na vec nacinov - najprej si bomo ogledali casovno diskretno regulacijo, ki je podrobneje opisana v delu [4].
Grobo gledano regulator primerja želeno vrednost toka z dejanskim tokom. Časovna perioda primerjave je oznacena s T in nam poda ftakt = 1/t. Želeni tok je sinusne oblike, amplitudo pa doloca napetostni regulator, ki skrbi za konstantni enosmerni napetostni nivo. Želeni tok je prav tako sinhroniziran na pripadajoco fazo omrežja. Delovanje regulatorja za eno fazo prikazuje slika 2.
Sodobni mikrokrmilniki so primerni, da krmilijo tranzistorje z metodo SPWM (Sinusoidal Pulse-Width Modulation). SPWM nam omogoča boljšo kontrolo nad obliko toka (v primerjavi s časovno diskretno regulacijo) in konstantno stikalno frekvenco. SPWM tvori krmilni signal za tranzistorje tako, da želeno vrednost primerja s trikotnikom, katerega frekvenca definira frekvenco preklopov tranzistorjev (fsw). Ko je želena vrednost vecja od trikotnika, je izhod SPWM 1, drugace je 0. Želena vrednost je v našem primeru sinus. Opisani princip modulacije prikazuje slika 3.
Ce želimo izbrati pravilne metode regulacije, se moramo najprej bolj poglobiti v delovanje pretvornika.
1
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV
137
-1
8 10 12 Cas [ms]
14
16
Slika 3: Princip SPWM-modulacije
Problem imamo, ker SPWM (v topologiji pretvornika, kot ga imamo mi) krmili napetostni vir, mi pa želimo nastaviti tok. Vezje iz slike 1 lahko poenostavimo, kot kaže shema na sliki 4. Zdaj lahko s pomočjo slike 4
Slika 4: Poenostavljena shema aktivnega usmernika narišemo kazalčni diagram na sliki 5. Ur
Ul	- Un+Uas
pomagamo z direktno komponento, ki pa bo zmanjšana vrednost UAg. Imamo opravka s tremi faznimi veličinami, zato je smiselno, da si sistem čim bolj poenostavimo. Prva poenostavitev je, da regulacijo izvedemo v sistemu a/b, kjer 3-fazni sistem reduciramo na 2-fazni (a/b) sistem. Še dodatno lahko poenostavimo regulacijo, da namesto izmeničnih količin reguliramo enosmerne. Da opravimo omenjeno, je treba regulačijo izvesti v koordinatnem sistemu d/q. Oba regulačijska postopka sta široko uporabljena pri regulačiji trifaznih razsmernikov, ki se uporabljajo za regulačijo asinhronskih motorjev [1]. V delu [3], [5] je predstavljena regulačija usmernika v sistemih a/b in d/q.
2.4.1 Regulacija v dvoosnem stacionarnem sistemu: Najprej na vseh izmeničnih veličinah naredimo Clarkino transformačijo po enačbi (2).
'ia(t)	2
}b(t)_	= 3
1
1	2 2
0	VI
0	2 2
iAg (t) ißg (t) iCg (t).
(2)
Slika 5: Kazalcni diagram stanja 1 faze
Iz kazalcnega diagrama na sliki 5 vidimo, da ce nam uspe na tranzistorskem mosticu (paru tranzistorjev Tp1 in Tni) ustvariti napetost un+uas, bomo imeli želeni tok ia v fazi z uag. Prav tako vemo, da bosta ustvarjena napetost in tok sinusne oblike (drugače jo sploh ne moremo narisati v kazalcni diagram). Za generacijo te sinusne napetosti UAs bomo uporabili SPWM, ki nam ponuja ravno enostavno generacijo sinusne napetosti.
Iz kazalcnega diagrama na sliki 5 vidimo, da ne moremo enostavno nastavljati UAs kot zmanjšano vrednost UAg, saj imamo še padec napetosti na dušilkah. Ta padec (tako induktiven kot uporovni padec na navitju) se spreminja s temperaturo dušilke in z obremenitvijo pretvornika. Zato vidimo, da bomo potrebovali regulator. Prav tako pa tudi vidimo, da lahko regulatorju
Iz napetosti izluščimo osnovno harmonsko komponento s pomočjo DFT - iDFT (disčrete Fourier transform - inverse disčrete Fourier transform) filtra. V filter vstopa omrežna napetost (z vsemi motnjami), iz njega pa izstopa samo osnovni harmonik omrežne napetosti, ki ima amplitudo 1. Ta signal uporabimo kot referenčno vrednost za obliko toka. Amplitudo toka določa napetostni regulator, ki skrbi za konstantni enosmerni nivo. Tokovna regulatorja za komponenti a in b toka pa skrbita, da je dejanski tok sinusne oblike in prave amplitude.
2.4.2 Regulacija v dvoosnem rotirajočem sistemu: Zgoraj opisani sistem lahko še dodatno nadgradimo z regulačijo v koordinatnem sistemu d/q. Za takšno regulačijo potrebujemo kot (podrobneje opisano v [1], [3]), ki ga dobimo iz dodatnega PLL (phase ločked loop) vezja. Zdaj po Clarkini transformačiji v sistem a/b (po enačbi (2)) sledi še Parkova transformačija po enačbi (3)
(3)
kjer kot p dobimo iz PLL vezja. Z dodatno transformačijo v sistem d/q tokovna regulatorja regulirata enosmerne količine, kar odpravi pogrešek Pl-regulatorja v stačionarnem stanju.
2.5 Direktna komponenta v regulaciji
Zaradi lažje nastavitve regulatorjev vsi trije regulatorji vsebujejo direktno regulačijsko komponento. Tako sem zagotovil, da so vsi regulatorji dokaj optimalno nastavljeni za poznejše primerjanje rezultatov. Ce bi v enem primeru imeli optimalno nastavljene regulatorje, v drugem pa zelo slabo nastavljene regulatorje, potem ne moremo biti prepričani, ali je razlika v rezultatih zaradi boljšega ali slabšega načina regulačije ali zaradi boljše ali slabše parametrizačije regulatorjev.
'id(t)		cos(p)	sin(p)		'ia(t)
iq (t).		-sin(p)	cos(p)		}b(t)_
1
0
4
6
I
A
138
ANTEŠIC
Direktna komponenta v napetostnem regulatorju izhaja iz enakosti moči na omreži strani in enosmerni strani usmernika (PAC = PDC). V tokovnih regulatorjih (samo pri regulatorjih v dvoosnem sistemu) je direktno komponento težje izračunati. Ce s pomočjo slike 4 napišemo napetostno enačbo ene faze, dobimo enačbo (4).
UAg
V , TdiA , = Kta + L—— + UAs -dt
UAs + Ußs + UCs
3
(4)
Vidimo, da nimamo enostavne enačbe, iz katere bi lahko izračunali iA. Zato sem se problema lotil drugače.
Ko je simulacija že delovala, sem enosmerno napetost nastavil na 700 V. Potem sem spreminjal breme in tabeliral izhod iz regulatorja. Tako sem dobil tabelo, ki kaže "karakteristiko" tokovnega regulatorja. Tabela podaja pri konstantni napetosti in želeni amplitudi toka izhod iz regulatorja. To tabelo z interpolačijo vmesnih točk sem uporabil kot direktno komponento v dveh tokovnih regulatorjih. Rešitev se je izkazala za zelo dobro, saj sam PI-regulator v tokovnem regulatorju prispeva samo nekaj odstotkov celotnega izhoda. Isto rešitev sem uporabil tudi pri regulaciji v prostoru d/q.
M č
15 10 5 0 -5 -10 15
55
Klasični usmernik (Časovno diskreten usmernik Regulacija v dvoosnem sistemu
60
65 ((as [ms]
70
75
Slika 6: Časovni potek tokov pri različnih pretvornikih
^	Klasični usmernik —
(Časovno diskreten usmernik — Regulačija v dvoosnem sistemu —
3 Primerjava rezultatov
3.1 Primerjava med pretvorniki
Vsi usmerniki so bili analizirani pri istih obratovalnih pogojih. Parametre pretvornika vidimo v tabeli 1.
Tabela 1: Parametri pretvornika
Urms	230 V	Rcu	50 mO
fomr	50 Hz	CDC	100 ^F
L	5 mH	Rbr eme	100 O
fsw	30 kHz	ftakt	60 kHz
700
700
e &
g 550
500
55
60
65 ((as [ms]
70
75
Najprej si oglejmo primerjavo tokov v časovnem prostoru. Primerjavo prikazuje graf na sliki 6.
Kot rezultat regulačije v dvoosnem sistemu je na grafu prikazan samo tok, reguliran v prostoru a/b. Med tokom, reguliranim v prostoru a/b ali d/q, ni razlike, ki bi bila opazna na grafu, ki prikazuje časovni potek toka. Da je graf bolj čitljiv, sem tok zamaknil za 2.5 A.
Ce primerjamo klasični usmernik in aktivne usmernike, takoj vidimo veliko izboljšavo v obliki toka. Ce primerjamo oba krmiljena usmernika med seboj, pa opazimo tudi veliko zmanjšanje visokofrekvenčne va-lovitosti pri regulačiji v dvoosnem sistemu. Prav tako pri aktivnih usmernikih vidimo veliko izboljšavo v enosmerni napetosti, kar je razvidno iz grafa na sliki 7. Zaradi lažje primerjave os Y v grafu ni zvezna. Prav tako sem narisal samo en potek za regulačijo v dvoosnem sistemu, saj se potek enosmerne napetosti med regulačijo a/b in d/q ne razlikuje. Takoj ko imamo regulirani usmernik, valovitost napetosti izgine. Prav tako vidimo,
Slika 7: (Časovni potek enosmerne napetosti pri različnih pretvornikih
da je regulačija v dvoosnem sistemu najboljša tudi kar se tiče valovitosti enosmerne napetosti.
Razlike postanejo še bolj očitne, če si ogledamo frekvenčni spekter vseh usmernikov, kar prikazuje slika 8. Iz frekvenčnega spektra vidimo, da nižje visokofrekvenčne komponente z vsemi aktivnimi usmerniki zmanjšamo. Vidimo tudi izrazito razliko med regulačijo v sistemu a/b in regulačijo v sistemu d/q pri tretjem harmoniku.
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV
139
Klasični usmernik Časovno diskreten usmernik Regulacija v a/b sistemu Regulacija v d/q sistemu
klasični regulator, kar prikazuje slika 10.
10
10 < 10
s 10 10 10
-1
-2
-1-3
-4
-5
-6
10
100
hp* , im
103	104 fs
Frekvenca [Hz]
105
Slika 8: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih pretvornikih
Tretji harmonik je podrobneje prikazan na sliki 9. Regulacija v sistemu d/q veliko bolje odpravlja tretji harmonik, ker Pl-regulator, ki je v vseh pretvornikih, ne more odpraviti napake pri sistemu z izmeničnimi veličinami. Pri regulaciji v sistemu d/q pa ima PI-regulator opravka z enosmernimi veličinami, pri katerih pa lahko (v teoriji) PI odpravi ves pogrešek.
Regulacija v a/b sistemu Regulacija v d/q sistemu
10
10-
1
10
-3
M
rO
H 10
4
10-
10
6
100
150
300
Frekvenca [Hz]
Slika 9: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih pretvornikih
Oglejmo si še približani odsek frekvenčnega spektra, kjer sta prikazana samo časovno diskretni regulator in
Klasicni usmernik (Časovno diskreten usmernik
	10
<	10
k o	10
H	
	10
	10
	10
1
2
3
4
5
6
200
103
Frekvenca [Hz]
3* 103
Slika 10: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih pretvornikih
Vidimo več višjih harmonskih komponent zaradi stikalnega delovanja pretvornika. Vrhove v grafu vidimo tudi pri frekvenčah, kjer jih prej ni bilo, npr. 1 kHz. To je direktna poslediča spremenljive stikalne frekvenče, kjer bi lahko rekli, da se motnje zaradi preklopov razlijejo po čelotnem frekvenčnem spektru toka.
Tabela 2 podaja vrednosti THD posameznega pretvornika. Prvo veliko izboljšavo vidimo, ko preidemo iz klasičnega usmernika v aktivne usmernike. Drugo veliko izboljšavo vidimo, ko preidemo v regulačijo v dvoosnem sistemu.
Tip pretvornika	THD [%]
Klasični usmernik brez dušilk	47.12
Klasični usmernik z dušilkami	41.31
Časovno diskretna regulačija	7.40
Regulačija v sistemu a/b	1.15
Regulačija v sistemu d/q	1.13
400
3.2 Spremenljiva stikalna frekvenca
Pri časovno diskretni regulačiji težko sploh govorimo o stikalni frekvenči, saj se preklopi ne izvajajo periodično, ampak takrat, ko je to potrebno. To se spreminja glede na obremenitev pretvornika in na razmere v omrežju. S slike 6 tudi vidimo, da visokofrekvenčno valovanje spreminja "frekvenčo" glede na to, kje na sinusu jo opazujemo.
1
1
2
5
140
ANTEŠIC
V simulaciji sem opravil dodatno analizo, kjer sem za eno periodo omrežne napetosti shranjeval razmik med preklopi stikala. To sem potem prikazal na sliki 11 kot frekvenco, Četudi to ni najbolj primerno. To sem naredil zato, da rezultate lažje uvrstimo v frekvenčno analizo toka. Frekvenco preklopov sem moral močno zaokrožiti, da dobimo neki smiseln rezultat, saj drugače dobimo dolgo vrsto stikalnih frekvenc, ki se razlikujejo za eno vzorcno periodo (oznaceno s T na sliki 2). Iz tako dobljenih diskretnih tock frekvenc in pogostnosti njihove uporabe lahko interpoliramo graf. Slika 11 prikazuje pogostnost uporabe dolocene stikalne frekvence ene tranzistorske veje.
N
K ^
a o
S
>
M
m
a JU
C«
M
30 25 20 15 10 5 0
10
a 15
20 25 30 35
harmonika. Slika 12 prikazuje frekvencni spekter vseh obravnavanih usmernikov v primerjavi z dovoljenimi limitami za razred A, kamor spadajo tri fazne naprave. Vidimo, da klasicni usmernik prekoraci limito, casovno
10 10 10
Klasicni usmernik z dušilkami (Casovno diskretna regulacija Regulacija v a/b sistemu Regulacija v d/q sistemu Limita po IEC61000-3-2:2018
10
r-, 10-2 <
5 10-3
F
-4
-5
-6
100	250 500 1000 2000
Frekvenca [Hz]
Cas obratovanja [%]
Slika 12: Primerjava rezultatov simulacij z limito
1
0
5
Slika 11: Pogostnost preklopov
Vidimo, da 30 % casa pretvornik obratuje med 25 in 30 kHz. To lahko tudi potrdimo iz grafa 8, kjer vidimo izrazito povecanje šuma v tem obmocju. Bolj problematicno je, da s slike 11 vidimo tudi, da preklopna frekvenca pade krepko pod 20 kHz, celo pod 2 kHz. Spust pod 20 kHz je za uporabnika problem, saj takšen pretvornik zacne proizvajati hrup v slišnem spektru, kar se tudi takoj opazi pri laboratorijskem modelu tega pretvornika. Spust pod 2 kHz je problem za doseganje standarda EN61000-3-2, saj s stikalnim delovanjem pov-zrocamo motnje ravno tam, kjer jih standard omejuje. Ravno zato je ugotavljanje skladnosti takega pretvornika težko, saj se lahko zgodi, da ob spremembi pogojev na omrežju in bremena pretvorniku povprecna stikalna frekvenca še dodatno upade in tako preseže meje standarda.
Prav tako je za takšen pretvornik težko nacrtovati EMI-filtre, ki so potrebni za zagotavljanje skladnosti z drugimi standardi. Ce bi imeli konstantno stikalno frekvenco, bi lahko nacrtovali EMI-filter samo za doloceno visoko frekvenco. Pri casovno diskretnem regulatorju bi morali mejno frekvenco filtra postaviti zelo nizko, že na nekaj kHz. To nam poveca gabarite filtra, kar pa pomeni tudi višjo ceno filtra.
3.3 Skladnost z EN61000-3-2:2018
Mednarodni standard EN61000-3-2:2018 omejuje amplitude višje harmonskih komponent toka. Zajema vse višje harmonike omrežne frekvence, od drugega do 40.
diskretno regulirani usmernik se limiti mocno približa in da usmernika, regulirana v dvoosnem koordinatnem sistemu, nudita najboljše rezultate in sta precej oddaljena od limite.
4 Sklep
Klasicni diodni usmernik je zelo robustna rešitev, vendar ima velik problem pri kakovosti vhodnega toka. Reševanje teh problemov z dušilkami in z vec pulznimi usmerniki postane hitro zelo drago. Edini nacin, da bi bil klasicni usmernik ekonomicen, je nižja cena filtra, kot je cena za potrebno krmilno elektroniko. To je cedalje težje dosegljivo, saj cena polprevodnikov in mikrokrmilnikov pada, medtem ko cena bakra in železa, ki sta v filtru najdražja, ostaja vec ali manj konstantna.
(Casovno diskretna regulacija je zelo preprosta rešitev. Mogoce jo je realizirati s cistim analognim vezjem, kot je to tudi opravljeno v delu [4]. To sicer vedno manj postaja pozitivna lastnost rešitve, saj cena mikrokrmil-nikov pada, z analogno rešitvijo pa izgubimo veliko fleksibilnost nastavljanja pretvornika. Takšna regulacija je prav tako še dokaj robustna, saj ce v eni meritvi zajamemo še tako veliko motnjo, bo to pri regulaciji toka vplivalo samo v enem preklopu. Po zmotnem preklopu, ce se motnja ne ponovi, pretvornik deluje normalno naprej, kot da motnje ne bi bilo. Slabost casovno diskretne regulacije je v slabši kakovosti toka v primerjavi z regulacijo v dvoosnem sistemu. Prav tako ima veliko dodatno slabost - spremenljivo stikalno frekvenco.
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV
141
Oba nacina regulacije v dvoosnem sistemu prineseta boljše rezultate kot zgoraj opisane rešitve. Regulacija v sistemu d/q omogoča tudi preprosto nastavljanje jalove komponente toka. Tako lahko takšen usmernik sodeluje pri splošni kompenzaciji jalovega toka. Edina slabost takšnega načina regulacije je, da je zelo zahtevna. Prav tako je obcutljiva na motnje, saj se posledice ene motnje poznajo dalj casa v vseh regulatorjih v sistemu.
Literatura
[1]	V. AMBROŽIC and P. ZAJEC, Elektricni servo pogoni, 1. izd. Ljubljana, Slovenija: Slovensko združenje elektroenergetikov CIGRÉ-CIRED, 2016.
[2]	M. Rejc, "Trifazni diodni usmernik," Integrirani pogonski sistemi, no. 2016/2017.
[3]	U. Borovic, "Analysis and Comparison of Different Active Rectifier Topologies for Avionic Specifications," Máster en Electrónica Industrial, Universidad Politécnica de Madrid, Madrid, Španija, 2014.
[4]	M. Turk, "Trifazni usmernik s sinusnim vhodnim tokom in regulirano izhodno napetostjo 600 V/15 VA z možnostjo dvosmernega pretoka energije," Diplomsko delo univerzitetnega študija, Univerza v Ljubljani, Fakulteta za elektrotehniko, Ljubljana, Slovenija, 2003.
[5]	S. Vujinovic, "Regulacija trifaznega omrežno prikljucenega pretvornika," Diplomsko delo univerzitetnega študija, Univerza v Ljubljani, Fakulteta za elektrotehniko, Ljubljana, Slovenija, 2016.
Marko Antešic je diplomiral leta 2015 na Fakulteti za elektorotehniko Univerze v Ljubljani in je študent podiplomskega programa Mehatro-nika na fakulteti za elektorotehniko Univerze v Ljubljani. Njegovo področje dela je razvoj industrijskih visokofrekvenčnih indukcijskih grelcev.